El transistor Bipolar - 4

 

 

-         Introducción.

-         Par Darlington.

-         Seguidor de Emisor.

-         Un encargo interesante.

-         Situación de partida.

-         Previo.

-         Etapa de salida.

-         El transistor PNP.

-         La configuración en clase B.

-         Ahora la entrada.

-         Conclusiones.

INTRODUCCIÓN.

            Vamos a observar unos cuantos detalles con los que empezaremos a enriquecer nuestro repertorio de recursos. Después nos vamos a dedicar a diseñar un amplificador de potencia, lo que nos va a permitir considerar que ya estamos en condiciones de hacer cosas interesantes en el campo de la electrónica convencional.

 

PAR DARLINGTON.

 

            Se trata de un acoplo entre dos transistores gracias al cual se multiplican sus ganancias de corriente.

            La idea es hacer que la corriente de emisor del primer transistor se convierta en la de base-emisor del siguiente, lo que significa que la relación entre las corrientes de entrada (base del primer transistor) y salida (colector del último transistor) se convierte en el producto de las ganancias de cada uno de ellos:

            Como un eslabón no precinta la cadena, ésta puede contener varios, dando como resultado un circuito que desde el exterior se puede contemplar como un solo transistor con una ganancia de corriente extraordinaria.

 

            La sucesiva reflexión de las resistencias de emisor en las bases de los transistores precedentes, que a su vez se convierten en nueva resistencia de emisor dan lugar a una resistencia global vista desde la entrada también de un valor muy elevado.

Por ejemplo, la resistencia dinámica de emisor (ré) del segundo transistor en un Darlington de dos etapas se ve desde la entrada con valor bastante alto:

            La adopción de una pareja Darlington (o trío, o mayor) permite considerar que la ganancia de corriente es a efectos prácticos infinita, lo que supone poder despreciar totalmente la corriente de base del transistor de entrada. Con esta premisa el diseño se simplifica considerablemente y además los resultados que se obtienen resultan muy precisos. La pregunta del millón es: ¿Porqué no se fabrican todos los transistores así, y nos olvidamos de más historias?. Si fuéramos jubilosos al laboratorio, como nos ocurrió a nosotros cuando éramos estudiantes, con cara de velocidad, como si fuéramos a comernos a alguien porque creíamos haber descubierto el secreto de la Panacea, se nos bajarían los humos (y la moral) al comprobar lo mal parada que resulta la presunción tanto sobre los cálculos como sobre la respuesta en frecuencia:

 

-      1.- Incertidumbre de r'e. Sabemos que la resistencia dinámica de emisor no es constante y a esto hay que añadir que del valor que podemos prever para ella, al real puede mediar un trecho importante. Si a esto le añadimos que los efectos de la que pertenece al transistor número n van a ser vistos desde la base del primero, y por lo tanto multiplicados por bⁿ, tenemos una fuente de incertidumbre muy difícil de controlar.

 

-      2.- Pobre respuesta en frecuencia. Con respecto a la respuesta en frecuencia son varios los fenómenos a tener en cuenta. Quizás el más importante, y que vamos a entender muy bien, es el efecto que se produce debido a la recuperación de cargas en las uniones. Ya vimos cómo en un diodo que se encuentra conduciendo, la inversión súbita de polaridad provoca, durante un pequeño intervalo de tiempo, una corriente inversa. Ésta es debida a que los portadores foráneos que en cada cristal aún no se han "casado" con su pareja han de regresar al de origen. En una cadena de acontecimientos de esta índole, como la que se da en el Darlington, la entrada en corte de todos los transistores se propaga como si se tratara de una cadena de vagones con una importante holgura en sus enganches. Con esta premisa entendemos la extraordinaria lentitud de la respuesta que ofrece un montaje Darlington en cuanto supera dos etapas.

 

            Por todo lo expuesto, digamos que la configuración Darlington es una buenísima idea, pero que su aplicación queda muy limitada porque ofrece inconvenientes importantes.

 

SEGUIDOR DE EMISOR.

 

            El circuito llamado Seguidor de Emisor es un amplificador en el que se toma como señal de salida la que provee, no el Colector, sino el Emisor. Han sido muchas las ocasiones en las que hemos visto cómo la tensión en el Emisor es prácticamente la misma que la aplicada a la Base. Cuando yo conocí esta configuración me pregunté: ¿Y para esto gastamos un transistor? (en aquella época un transistor costaba mucho dinero).

 

 

            Como sabemos, la tensión en la unión Base Emisor (Vbe) se mantiene constante y por eso las variaciones de tensión que aparezcan en ella se ven reflejadas en el emisor. Sin embargo la corriente que proporciona el emisor a la carga que a él se conecte proviene casi en su totalidad de la fuente de alimentación Vcc (a través del colector), pero la base solo le absorbe a la fuente que proporciona la señal la bª parte.

 

            La tensión de salida de un seguidor es ligeramente menor que la de entrada debido a la presencia de la resistencia dinámica de emisor r'e, pero a efectos prácticos podemos aceptar que no se produce merma.

 

            Esta configuración es muy útil cuando necesitamos ofrecer a una fuente de señal un punto de conexión que no consume prácticamente nada de corriente. Dicho de otra forma, cuando pretendemos tener una entrada de impedancia muy elevada. Estamos ante un claro ejemplo de amplificador de corriente. Al ser la tensión de salida igual que la de entrada, a este circuito se le llama seguidor, y porque se recoge la señal en el emisor, Seguidor de Emisor.

 

UN ENCARGO INTERESANTE.

 

            Hemos llegado a este punto, yo creo que andando cómodamente, dispuestos a preguntar ¿Quiere Vd. Que le diseñe un amplificador?. Y a recibir un encargo como este:

 

-             Amplificador de Audio.

-             Señal de entrada: 0.5Vrms.

-             Impedancia de entrada: >10kW.

-             Impedancia de la carga: Altavoz de 8W.

-             Potencia en la carga: 125mW.

 

Lo primero que nos viene a la mente es la pregunta ¿Nos proponen crear un amplificador capaz de hacer sonar un altavoz?. La respuesta es que sí, y que es el clásico circuito que se conecta a la salida rotulada como aux en los sistemas de audio (talkies, receptores, etc) para accionar el auricular o un altavoz. Un sistema stéreo lleva dos amplificadores idénticos, uno por cada canal. La siguiente pregunta es si no estaremos siendo demasiado osados, pues apenas hace un par de semanas no sabíamos qué era un transistor. Y la contestación no puede ser otra que no sea ¡Ya veremos cómo no!.

 

SITUACIÓN DE PARTIDA.

 

            Antes de nada, meditemos sobre lo que nos piden: Una entrada que recibe una señal de una amplitud bastante elevada (0,5V eficaces), ha de presentarle una impedancia de al menos 10kW, y debe de entregar una energía nada despreciable a una resistencia de tan solo 8W.

 

 

            El primer detalle que salta a la vista es que la impedancia de salida de nuestro amplificador debe ser tremendamente baja, tan solo 8W si pretendemos aprovechar la energía al máximo, y un amplificador como el que hemos diseñado en el capítulo anterior, con una resistencia de 8W en el colector va a requerir una corriente de reposo que, mucho nos tememos no va a poder ser. Hagamos un cálculo rápido. Si la resistencia de colector (Rc) fuera de 8W y a bote pronto suponemos que en el estado de reposo para que el colector ofrezca la mitad de la de alimentación , esto es 12V, a su través han de caer los otros 6V, supone que en reposo, ó sea, cuando el altavoz no dice ni pío,  el cacharro estaría consumiendo:

            ¡Y el altavoz solo va a recibir 125mW!. Es evidente que si esto fuera instalado en un walkie las pilas iban a durar el tiempo de buscar la canción o ni eso. Un seguidor de emisor puede ser la solución a este inconveniente.

 

En los capítulos precedentes ya nos hemos preocupado de ver cómo se reflejaba una resistencia de emisor en la base (multiplicada por b). Pues bien, si adoptamos como etapa de salida un transistor montado como seguidor de emisor, nos encontraremos con que la resistencia del altavoz, de 8W, que aquí ocupa el lugar de una resistencia de emisor (re), va a ser vista desde la base como si hubiera instalada una resistencia de 1kW.

Para poder alcanzar esta conclusión hemos tenido que elevar la consideración del valor de b hasta 125, algo que podemos hacer, apurando mucho, es cierto, pero así simplificamos las cosas. Ahora la cuestión está en que esta etapa no ofrece ganancia de tensión, y aunque aún no hemos realizado ningún cálculo, a simple vista se ve que, no va ser necesaria mucha, pero sí algo. Es evidente que para resolver este trabajo necesitamos construir dos etapas:

 

-             1.- Previo. En nuestro Argot, al paso que recibe la señal de pequeña potencia y la acondiciona para que pueda ser procesada por el amplificador de salida se le llama Previo. Su ganancia es eminentemente de tensión.

 

-             2.- Salida. Es el último paso, y también se le llama así en nuestro lenguaje coloquial. Se le provee de la señal con el nivel de tensión preparado, y solo (no en el sentido de "sencillamente") aporta ganancia de corriente.

 

 

En la figura se han representado las dos partes. He optado por rotular las resistencias con los subíndices numéricos que van pidiendo a medida que vamos viéndolas aparecer en el dibujo. Como se puede ver, en todos los casos se indica la impedancia del generador que actúa sobre la entrada y aquella con la que ésta recibe al generador.

 

Ahora vamos a determinar los valores de las impedancias (resistencias para nosotros). Normalmente a estas alturas ya es posible hacerse una idea bastante definitiva.

 

En primer lugar, si nos piden que la impedancia de entrada (R2) sea del orden de 10kW o mayor será porque la de la fuente de señal (R1) es parecida.

 

Por otro lado ya habíamos quedado en que la impedancia de la carga, de 8W (R6), reflejada al otro lado del amplificador de salida (R4) ascendía a 1.000W, así que por el teorema de la máxima transferencia de energía adoptamos para ésta un valor de 1.000W.

 

 

La figura que acabamos de realizar es el esquema de principio sobre el que trabajaremos en adelante. Ahora vamos a esbozar el circuito que nos parece adecuado. Es seguro que habrá cosas que corregir, pero de momento esta es la idea.

 

    

            El transistor Q1 funcionará de la manera clásica, teniendo en cuenta que la conexión de Q2 a su colector va a ser vista por él exactamente igual que si fuera la carga ZL que hemos manejado en el capítulo anterior, y que sabemos que su valor será muy próximo a 1.000W. Prevemos una resistencia de emisor (r14) parcial para poder controlar la ganancia de tensión de la etapa.

 

            El transistor Q2 recibe la tensión proporcionada por Q1 en su base, y éste la refleja en el emisor pero a la carga conectada con él, que es el altavoz de salida de 8W, le puede proporcionar una corriente b veces mayor de la que absorbe su base.

 

            Hemos aislado con condensadores la componente de CC de la de CA, y dejamos la polarización de la etapa de salida un poco de lado, previendo que habrá que ahondar en su momento en el asunto. No vemos mal la idea, así que seguimos adelante.

 

PREVIO.

 

            Para diseñar este paso vamos a considerar que la salida de éste deberá proveer a una carga de 1.000W la misma tensión que la que se aplicará a la carga. Vamos a hacer números. Se exige que la carga absorba una potencia de 125 mW eficaces (cuando se lo mande la señal de la entrada, claro), lo que supone que ha de verse sometida a una tensión de:

            Un número muy bonito. Es un valor eficaz, lo que significa que la tensión de pico, pico a pico y la corriente (en la carga de 1.000W) serán:

            Como hemos decidido (casi de tácito acuerdo) que la resistencia de colector sea del mismo valor que la carga, ó sea, 1.000W, la salida debe proporcionar el doble de corriente porque ésta se distribuye por el paralelo de las dos cargas.

 

No olvidemos darle a la tensión de salida ese margen de medio voltio por cada lado para paliar las "imperfecciones" en los estados de corte y saturación del transistor:

            Se ha de proveer corriente para el equivalente paralelo de dos resistencias de 1.000W, ó sea, 500W.

           

Las formas de onda de la corriente las vemos en la figura.

 

 

            Con ayuda de la ecuación (10) que formulamos en el capítulo anterior obtenemos el valor máximo para la resistencia de emisor de la etapa:

            Es un valor elevado, muy asequible. Debemos tener en cuenta que este valor le corresponde a la suma de las resistencias para CC y para CA (r14 y R14). Cuando decidamos el valor de r14 (que será muy bajo comparado con la otra) se lo restaremos a la otra para que sea el conjunto de las dos el que resulte ser de 1.675W. Vamos a adoptar el valor normalizado más cercano, 1.500W.

 

            Vamos a calcular el divisor de tensión. Nos debemos fijar en la tensión que, en estado de reposo, ofrecerá  la resistencia del emisor, y sumarle la de la unión Base Emisor ponderada en 0,7 V:

           

            La tensión vb1 se va a obtener a partir de los 12V de la fuente de alimentación. Tenemos una primera ecuación.

            La otra condición es que su equivalente Thévenin no genere una caída de tensión que desvirtúe el valor de la polarización. Vamos a realizar el cálculo tomando un camino distinto del que estamos habituados, por cambiar un poco. Si trasladamos la resistencia de emisor, de 1.500W a la base (la adopción del valor 125 para b la mantendremos, para ser coherentes, durante todo el ejercicio) ésta se refleja con un valor de.

            La resistencia Thévenin deberá ser, al menos diez veces menor, y cincuenta es lo que acostumbramos a tomar, así que la segunda ecuación nos queda así:

            Obtenemos los siguientes resultados:

            Para hacernos una idea del valor que conviene darle al condensador que va en paralelo con la resistencia de emisor utilizamos la expresión de la impedancia de la capacidad con la frecuencia:

            Con 10uF, a una frecuencia de 1.000 r/s esta impedancia es 100W, una cantidad aceptable.

 

ETAPA DE SALIDA.

 

            Ahora le toca a la salida. Como habíamos previsto, con la ayuda del transistor Q2, que hace de amplificador de corriente ofrecemos a la carga una copia casi exacta de la tensión que genera la etapa previa. Es necesario el condensador C3 para que la corriente de reposo a través de la carga sea nula, pero sí tenga acceso a ella la CA.

           

            Para calcular la capacidad de C3 hemos seguido la misma pauta que en el punto anterior. Como ésta ha de vérselas con una impedancia del orden de un centenar de veces menor que C2, necesitaremos aumentar la de C3 en la misma proporción. (para el condensador C1 de la entrada, donde las impedancias son mayores, es suficiente con menos). Hemos decidido montar el esquema de la figura, aún sin decidir el valor de r14 (para las primeras pruebas la cortocircuitamos) para comprobar si nuestras ideas van por buen camino. Nos vamos al laboratorio y, lógicamente, algo falla porque la tensión en la salida no es lo que habíamos previsto. Obtenemos una señal recortada por la mitad, como si hubiéramos construido un rectificador de media onda que anulara el semiciclo negativo.

 

            Si cortocircuitamos el condensador C3, sí se cumplen las previsiones, pero la corriente de reposo es tremenda y en la primera prueba nos hemos cargado el transistor (tendríamos que haber puesto uno de potencia para poder experimentar sin que se rompiese).

 

Nos queda el alivio de pensar que el error está en la forma en como hemos razonado el efecto que produce C3. Si prestamos atención vemos cómo el condensador C3, cargado a la tensión de reposo (la analogía con la batería también nos viene aquí muy bien) permite que circule corriente a través de la base de Q3 cuando el semiperíodo es positivo, pero la bloquea en el negativo porque entonces la unión se encuentra polarizada inversamente.

 

 

¿Solución?. En plan chapucero hay varias, la más simple eliminar el condensador, pero estaríamos como al principio, sin resolver el problema de la gran corriente de reposo que nos ha traído precisamente hasta aquí. Razonemos de la siguiente manera: Si el transistor fuera BIDIRECCIONAL no habríamos tenido este contratiempo. ¿Existe un transistor "complementario" del que tenemos instalado, que funcione solo cuando éste no lo hace, y viceversa?. La respuesta es SÍ.

 

EL TRANSISTOR PNP.

 

            Hasta ahora no habíamos ni mencionado la existencia del hermano del transistor NPN: El transistor PNP, y la verdad es que en nuestro entorno éste se emplea mucho menos. Sin embargo hay muchos modelos NPN para los que se fabrican versiones PNP casi idénticas, porque a veces son necesarios, como es ahora nuestro caso. Paradógicamente los primeros transistores que aparecieron en el mercado eran PNP, y con ellos se fabricaban aparatos dotados enteramente de transistores de este tipo, todos de Germanio (Al principio se tuvo que abandonar el Silicio porque con él no se conseguían transistores de ganancia aceptable). Pronto se consiguieron transistores NPN y en Silicio, más baratos (el Silicio es extraordinariamente más barato porque abunda ¡es la base de la arena!) y mejores (El Silicio es eléctricamente más "duro", lo que significa que produce menos ruido eléctrico). Para nosotros la existencia de parejas complementarias, como se les llama, supone que si manteniendo los mismos niveles de tensión, invertimos el signo de la polaridad en los tres electrodos, los dos sistemas son idénticos, solo que todas las tensiones son de polaridad opuesta y las corrientes de sentido contrario.

 

 

LA CONFIGURACIÓN EN CLASE B.

 

            Volvamos a nuestro circuito y pongamos a trabajar junto al transistor Q2 un compañero, Q3, que al igual que su pareja reciba la excitación por la base, pero con el colector conectado a potencial inverso, ó sea, al negativo (aquí el negativo es el potencial que se ha elegido para conectar a masa) en lugar de a +Vcc.

 

 

Su aportación deberá contribuir al mismo punto que la del otro. El resultado es una pareja de válvulas (he dicho bien: Válvulas) que trabajan de forma alternativa: Durante el semiciclo positivo, Q2, y en el negativo, Q3.

 

            Para que cada miembro de la pareja trabaje justo la mitad emplearemos un par de resistencias que provean en el punto al que van conectadas las bases de ambos transistores justo la mitad de la tensión de alimentación. En el fondo se trata de una polarización, y para que las resistencias que empleamos apenas interfieran en el valor de la carga que en un principio habíamos previsto (1.000W), decidimos que el equivalente de ambas en paralelo sea cincuenta veces mayor, esto es, 50kW. Para la CA las dos resistencias se encuentran en paralelo, luego cada una de ellas debe ser de 100kW.

 

            Para que la tensión de polarización no interfiera con la de la etapa del previo se intercala otro condensador cuya capacidad puede ser de unos 10uF.

 

NUEVO ENSAYO.

 

            Volvemos al laboratorio y vemos que las cosas han mejorado mucho. De todas las maneras notamos que la señal medida en el altavoz se encuentra "pellizcada" en los aledaños de su paso por cero. Una nueva reflexión nos lleva a reparar en que las tensiones de barrera (Vbe=0,7V) de las bases de los transistores Q2 y Q3 son apreciables, y en las proximidades del cero hay una franja entre +0,7V y -0,7V durante la que los dos transistores permaneces en corte, y por lo tanto "no se enteran".

 

A este deformación se le conoce con el nombre de distorsión de cruce. Es un defecto que en un amplificador de audio se hace más ostensible cuanto menor es el volumen porque la distorsión se mantiene independientemente del volumen, y a menor amplitud mayor es la relación entre la distorsión y la señal.

 

Para estrechar ese espacio muerto debemos polarizar las bases de los transistores Q3 y Q4 respecto a sus emisores con tensiones cercanas a los 0,7V.

 

 

            El valor de la resistencia R17 se ha obtenido pretendiendo que la tensión en la unión Base Emisor de Q2 y Q3 sea 0,7V, utilizando una simple regla de tres.

 

            Otra vez en el laboratorio, aunque  vemos que las cosas siguen mejorando, la distorsión de cruce, ya bastante atenuada, persiste. La medida que hacemos con el polímetro en las uniones Base Emisor de Q2 y Q3 dan tensiones inferiores a los 0,7V, y esto nos hace caer en la cuenta de que no habíamos previsto la pequeña corriente que fluye hacia las bases de Q2 y Q3. Podemos aumentar el valor de R17, y para ello ponemos un potenciómetro. El circuito, antesala del definitivo, queda así:

 

  

            El ajuste de la resistencia R17 tiene un efecto considerable sobre la corriente de reposo de la pareja Q2-Q3. Conviene colocar un miliamperímetro en serie con el colector de Q2 (o el de Q3, da lo mismo) y, con la señal de entrada cortocircuitada (el cortocircuito antes del condensador C1 que si no nos cargamos la polarización de Q1) ajustar R17 para que la corriente leída sea del orden de un par de miliamperios, no mucho más porque no olvidemos que estaremos ajustando el amplificador para que en vacío consuma una potencia de.

            Si la corriente de reposo es 2mA la potencia de reposo ya asciende a 24 mW, y no olvidemos que la potencia que se ha de suministrar a la carga es 125 mW. A la que aumentemos un poco más la corriente de reposo, nos encontraremos con que el circuito en vacío consume más potencia que la que proporciona a la carga. Una característica que hace a este amplificador imprescindible en los circuitos de audio es que construyéndolo con más detenimiento (como veríamos en un capítulo posterior si fuera nuestra especialidad la Electrónica, pues tendríamos más tiempo) conseguiríamos eliminar la distorsión de cruce aún manteniendo una corriente de reposo del orden de la fracción de mA, lo que supone un consumo en vacío prácticamente nulo, aunque en los pasajes de más ruido la carga reciba decenas o centenares de Watios.

 

AHORA LA ENTRADA.

 

            Nos habían encargado un amplificador con una impedancia de entrada superior o igual a 10kW, si embargo un vistazo superficial al circuito revela que no cumplimos con esa especificación. En principio no debemos preocuparnos demasiado porque aún podemos contar con la opción de añadir en serie con la entrada del circuito una resistencia de valor adecuado, y contrarrestar la atenuación que esto supone dotándole al amplificador de una ganancia de tensión mayor que la que necesitaríamos si no hiciéramos la "chapucilla". Para evaluar la impedancia de entrada que ofrece ahora mismo nuestro circuito no es suficiente con mirar los valores de las resistencias de polarización (que para la CA están en paralelo), sino también la del emisor reflejada en la base, también en paralelo.

 

           

            La resistencia que debemos añadir (R0) ha de hacer que el conjunto ofrezca a vi una impedancia de al menos 10kW.

 

 

Para evaluar la resistencia r14 (en realidad el conjunto r'e+r14, resistencia de emisor para la CA) hay que saber cuál es la ganancia que vamos a darle a la etapa. Podemos formular un par de ecuaciones, una en donde se refleje la atenuación debida a la presencia de las resistencias, y la otra en donde se especifique la ganancia de tensión en virtud del valor que se pretende que alcance la tensión de salida (vo) en función de la de entrada efectiva al amplificador(v1). Este trabajo lo dejamos en manos del alumno, sugiriéndoselo como un muy bonito ejercicio. Aquí he optado por ir de una manera un poco más caótica, pero no menos interesante. Un vistazo a la relación entre las tensiones de entrada y salida (vi y vo) deja entrever que en principio no se necesitaba mucha ganancia de tensión:

            Si dotáramos al circuito de una ganancia de tensión mucho mayor, pongamos 10 porque es una cantidad "muy de andar por casa", la resistencia de emisor de Q1 debería ser (no olvidar que la resistencia en el colector equivalente es el paralelo de Rc y ZL):

            Esta, a la que le vamos a llamar rre, reflejada en la base (considerando que b es 150), se pone en :

El factor de atenuación (B), considerando que la suma de impedancias que encuentra vi es 10kW es:

            En estas condiciones la ganancia global del amplificador se hace:

            Como hacía falta que Av=2, aún nos sobra un poco. Podemos aceptar así las cosas, a sabiendas de que siempre estaremos a tiempo de hacer correcciones válidas.

 

Ya solo nos queda adoptar un valor para la resistencia dinámica de emisor r'e, cuyo conocimiento nos permitirá ajustar el conjunto r'e+r14. Como la corriente de reposo de Q1 es 3,8mA:

            La suma de ambas, r'e y r14 ha de ser del orden de 50W, Los valores normalizados más cercanos para r14 son 47W y 39W, si tomamos el mayor la ganancia resultará ser un poco menor que diez, pero ya habíamos visto que andábamos un poco sobrados, así que parece que lo más adecuado es optar por esta elección. Podemos aceptar como esquema para nuestro proyecto el que tenemos en la figura.

 

 

CONCLUSIONES.

 

            Casi sin darnos cuenta hemos abordado un tema que suele ocupar un capítulo importante en los cursos de electrónica industrial. No hemos sido muy rigurosos, pero lo que yo he conocido a este respecto me ha forjado la idea de que es un campo importante, en donde si se pretenden alcanzar resultados impecables hay que introducirse de lleno, porque son muchos los matices que tocar. Sin embargo podemos quedarnos con una idea sobre él muy aceptable si recordamos los puntos álgidos:

 

-      1.- Para que un amplificador solo consuma energía durante los momentos en los que produce trabajo útil, como es el caso de los circuitos para audio, es imprescindible que en estado de reposo no absorba corriente. Esto es posible utilizando dos válvulas en lugar de una sola, que trabajen al alimón, ambas polarizadas en un punto tal que permanezcan lamiendo el corte, de suerte que cada una solo procese lo que puede, esto es, la mitad del ciclo que les hace salir de él (del corte). Esta disposición se dice que es de la clase B, quizás con la intención de hacer una diferenciación de etiquetado. La disposición clásica se conoce como clase A. Siguiendo la misma pauta, cuando se construyen amplificadores que no procesan ni siquiera medio ciclo, se les llama de clase C.

 

-      2.- Al montar los dos semiciclos de un amplificador de clase B se producen "marcas" en el empalme, debidas sobretodo a que el comportamiento de los transistores es muy diferente cuando se encuentran próximos al estado de corte que en el resto de la curva. Esta deformación recibe el nombre de distorsión de cruce, y su reducción es un punto sobre el que recae una importante parte de la atención del técnico de diseño.

 

Por último, recordar que para mejorar la calidad de un amplificador la realimentación negativa es una de las opciones más eficaces y sencillas. En nuestro caso podríamos haberlo intentado, pero suponía meterse en un asunto que no procede al momento. De todas formas, a este respecto tenemos un artículo muy sencillo al que merece la pena echar un vistazo.